現(xiàn)在我們可以建立如圖7.16所示的、完整的射極跟隨器ZO曲線圖集。從圖7.16中我們可以看出，ZO由RO決定，RO對于放大器的單位增益帶寬而言是常數(shù)，其會隨著負(fù)載電流的上升而下降。請注意，ZO是根據(jù)源極和漏極電流在輕負(fù)載條件下以及重負(fù)載條件下源極或漏極ZO無顯著差別的情況下得出的。在雙極性射極跟隨器放大器產(chǎn)品說明書中應(yīng)包含了這些重要的ZO曲線。
圖 7.16：完整的ZO曲線：雙極性射極跟隨器 雙極性射極跟隨器輸出放大器的ZO及容性負(fù)載 對于射極跟隨器輸出級的容性負(fù)載，我們將采用圖7.17中的模型。我們可以從產(chǎn)品說明書中查詢參數(shù)，也可以通過測量放大器無容性負(fù)載下的Aol曲線獲得參數(shù)。在放大器的空載Aol曲線上，RO與CL相互作用形成第二個極點fp2。
圖 7.17：雙極性射極跟隨器ZO及容性負(fù)載 我們將在射極跟隨器雙極性放大器上施加許多不同的容性負(fù)載，并測出RO及CL相互作用形成的極點fp2。圖7.18中的電路使用LT作為DC短路器來建立DC工作點。LT對于任選的AC頻率實現(xiàn)開路，因而我們可以觀察到已修正的Aol曲線。CT對DC開路但對任何頻率的目標(biāo)AC短路，并且CT還起到將AC測試源VG與電路連接的作用。通過檢驗我們發(fā)現(xiàn) Aol = VOA / VM。
圖 7.18：用于測量修正Aol曲線的Tina SPICE電路 圖7.19顯示了多種不同容性負(fù)載情況下的最終修正Aol曲線。
圖 7.19：不同CL值的修正Aol曲線 圖7.20詳細(xì)描述了RO及CL引起的fp2極點在修正Aol曲線中的預(yù)測位置。圖中還顯示了對應(yīng)于每個fp2的實際的Tina SPICE測量位置。由于采用了穩(wěn)定的綜合技術(shù)，Tina SPICE測量的fp2實際值與我們的預(yù)測值并無顯著差異。
圖 7.20：不同CL的fp2位置：預(yù)測值及實際值 雙極性射極跟隨器輸出放大器ZO的總結(jié) 圖7.21匯總了雙極性射極跟隨器放大器ZO的關(guān)鍵參數(shù)。在放大器的單位增益帶寬范圍內(nèi)，ZO由RO決定，且相對頻率而言為常數(shù)。當(dāng)DC輸出負(fù)載電流增加時，RO降低并與IOUT成反比。容性負(fù)載、CL與RO相互作用以在原先的放大器Aol曲線上形成第二個極點fp2。我們可以使用修正Aol曲線，來綜合考慮適當(dāng)?shù)拈]環(huán)補(bǔ)償值以獲得更好的穩(wěn)定性。RO會隨過程與溫度的變化而相應(yīng)發(fā)生變化。對應(yīng)于過程及溫度變化的經(jīng)驗法則是0.65* ROtyp (-55C) ～ 1.5* ROtyp (125C)，其中ROtyp為25C時的RO典型值。我們業(yè)已開發(fā)的經(jīng)驗法則不總是適用于雙極性射極跟隨器放大器的開環(huán)輸出阻抗�？蓮姆糯笃髦圃焐烫帿@得最完整和最精確的ZO數(shù)據(jù)，經(jīng)測量也能獲得。
圖 7.21：雙極性射極跟隨器ZO的總結(jié) CMOS RRO（軌至軌輸出）放大器的ZO 圖7.22顯示了典型的CMOS RRO放大器拓?fù)�。此類輸出級中，RO（小信號、開環(huán)輸出電阻）通常是ZO（小信號、開環(huán)輸出阻抗）的主要組成部分。RO與大多數(shù)DC負(fù)載電流成反比。然而在輕負(fù)載電流情況下，RO與DC負(fù)載電流成正比。在中低頻區(qū)域，ZO通常呈現(xiàn)為容性。由于RL（輸出端的阻性負(fù)載）與ZO容性部分相互作用，因而放大器Aol曲線在低頻區(qū)域?qū)⑹艿接绊憽?br />
圖 7.22：典型的 CMOS RRO 放大器 圖7.23以CMOS RRO放大器為例列出了相關(guān)參數(shù)。OPA348也是一種RRI（軌至軌輸入）放大器。CMOS RRIO（軌至軌輸入/輸出）拓?fù)淅硐脒m用于具有以下特性的單電源應(yīng)用：輸入和輸出軌上的擺幅很小、極低的靜態(tài)電流以及極低的輸入偏置電流。其噪聲通常比雙極性射極跟隨器放大器要高得多。
圖 7.23：示例參數(shù)：CMOS RRIO放大器 圖7.24是我們針對典型CMOS RRO放大器繪制的簡化模型，該放大器使用可控制電流源GM2的電壓輸出差分前端GM2驅(qū)動RO，從而產(chǎn)生可控制輸出電流源GMO的電壓。電容CO反饋至RO、GM2結(jié)點。從這個簡化模型可以看出，在高頻段ZO = RO。當(dāng)頻率從高頻向中、低頻變化時，我們將看到CO產(chǎn)生的作用，ZO也因此呈現(xiàn)容性。
圖 7.24：簡化模型：CMOS RRO放大器 如圖7.25所示，對于大多數(shù)CMOS RRO放大器而言，放大器輸出端無負(fù)載時，輸出級的AB類偏置電流約為整個放大器靜態(tài)電流的½。在高頻段ZO = RO。RO與gm（MOSFET 的電流轉(zhuǎn)換率）成正比。但是MOSFET的gm與ID（漏極電流）的平方根成反比。
圖 7.25：ZO定義：CMOS RRO放大器 圖7.26詳細(xì)描述了CMOS RRO RO模型，其由半推 (QP) 拉 (QM) 輸出MOSFET的電流控制電阻器組成。每個電流控制電阻器RPip及RMim 與相應(yīng)MOSFET上的漏極電流的平方根成正比。當(dāng)回饋至放大器的輸出端時，兩個電流控制電阻器并聯(lián)，相應(yīng)的值為RO。這些電阻器的并聯(lián)方程可以建立一個數(shù)學(xué)方程，通過該方程意外地得出了一個傳輸函數(shù)。當(dāng)IOUT小幅增大時，RO將持續(xù)增大直至其中一個輸出MOSFET完全關(guān)閉并且退出A-B類模式。
圖 7.26：RO模型：CMOS RRO放大器 圖7.27中的計算示例顯示出RO與IOUT小幅變化值之間的特有關(guān)系。在A-B類偏置模式下，流過兩個器件的QP及QM的電流均為22uA時，RO等于200Ω。Im增大表示IOUT流入放大器輸出端的電流也在增大，QP接收的電流逐漸減小直至當(dāng)Im = 44μA時完全關(guān)閉。此時，RO為最大值 (RO Max = 282.25Ω )。IOUT電流增大則RO將會減小。
圖 7.27：RO增大/減小參數(shù)實例 我們已經(jīng)選擇了OPA348、CMOS RRIO放大器來研究CMOS RRO ZO。該器件具有非常精確的SPICE宏模型，其ZO參數(shù)通過了實驗室測評。通過Tina SPICE能方便地查看ZO參數(shù)。在第一個ZO測量中我們將使用最大負(fù)載電10mA。請注意：圖7.28所示的測試電路中，電流計 IOUT 的作用是確保將IOUT的DC值精確控制在10mA。簡單地將V1除以RL不能完全解決放大器輸入補(bǔ)償電壓的參數(shù)問題，這可能會導(dǎo)致意外誤差。
圖 7.28：ZO、重負(fù)載、IOUT = +10mA IOUT等于10mA時的ZO AC圖中包含一個34.79Ω的高頻RO元件。ZO在低于10kHz的頻段明顯呈現(xiàn)容性。我們推測RO的輸出電流最低，原因是QM完全關(guān)閉且所有的輸出級電流都流過QP。
圖 7.29：ZO AC圖、重負(fù)載IOUT = +10mA 圖7.30中的重負(fù)載RO模型說明：RO的輸出電流最低，原因是QM完全關(guān)閉且所有的輸出級電流都流過QP。
圖 7.30：重負(fù)載RO模型 我們將使用圖7.31中的電路計算空載ZO曲線。根據(jù)IQ與IAB關(guān)系的經(jīng)驗法則，OPA348中IQ=45μA，所以IAB=22.5μA。483.65fA的誤差電流對空載ZO曲線不會有顯著的影響。
圖 7.31：ZO、無負(fù)載IOUT = 0mA 如圖7.32所示，IOUT等于0mA時的ZO包含一個196.75Ω的高頻RO元件。ZO在低于3kHz的頻段明顯呈現(xiàn)容性。
圖 7.32：ZO AC圖、無負(fù)載IOUT = 0mA 圖7.33中的空載RO模型表明，OPA348中的輸出QP及QM對RO具有相同的影響。圖中同時假定A-B類偏置電流為22.5μA。
圖 7.33：無負(fù)載RO模型 |
