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作者：Suraj Pai，產品應用工程師 Vikash Sethia，資深應用工程師 ADI公司 摘要 當拉/灌電流數模轉換器(IDAC)驅動負載時，通道電源電壓(PVDD)和輸出負載電壓的差值會以電壓降的形式作用于負載上。這會導致片內功耗，進而造成芯片溫度過高，不僅影響可靠性，還可能降低系統整體效率。為了解決上述問題，本文介紹了一種簡易的動態功率控制方法。同時，通過采用集成ADI公司最新單電感多輸出(SIMO)技術的DC-DC轉換器，還有助于縮小解決方案尺寸。借助動態功率控制，IDAC電源電壓維持在極低水平，確保IDAC通道在任何給定輸出電流和負載電壓下都能正常運行，從而盡量降低片內功耗。 原理 IDAC的輸出級 圖1顯示了IDAC的簡化輸出級。需要注意的是用于拉（灌）電流的輸出PMOS (NMOS)驅動級。MOS級的源極連接到負載，因此負載電壓決定了IDAC的工作狀態。為了用精準的電流驅動負載，負載電壓應足夠低（對于灌電流來說應足夠高），以使輸出器件保持飽和狀態，進而維持高輸出阻抗。 
圖1.IDAC的輸出級 熱約束 因此，IDAC的輸出級在提供輸出電流的同時，會消耗全部的電壓裕量，即電源電壓與負載電壓的差值。這會導致輸出級產生功耗，進而使器件溫度升高。片內功耗就是裕量電壓與輸出電流的乘積。 片內功耗會導致芯片的結溫上升至建議的工作限值以上，對具有高通道密度或較高環境溫度的系統而言可能是個大問題。 假設一個IDAC通道為10 Ω負載提供最大300 mA的輸出電流，IDAC電源PVDD為3.5 V，相應的負載電壓VOUT為3 V，如圖1所示。因此，裕量電壓為0.5 V，片內功耗約為0.5 V × 300 mA = 0.15 W。如果隨后讓IDAC通道提供低于滿量程的電流，或者降低負載阻抗，則負載電壓會降低，多余的裕量會作用在輸出MOS級上，表現為片內散熱。 器件結溫與功耗的關系如公式1所示。
其中： TJ是結溫。 PDISS是片內功耗。 θJA是結熱阻，通常在數據手冊中提供。 TA是環境溫度。 也可以從另一個角度來看待公式1：對于給定的功耗，可以確定器件所能承受的最高環境溫度，如公式2所示。
對于49引腳WLCSP封裝，最大結溫TJ(MAX)不能超過115°C，該封裝的熱阻θJA為30°C/W。在上例中，單個IDAC通道的內部功耗PDISS為0.15 W，故溫升為0.15 W × 30°C/W = 4.5°C。最高安全環境溫度降低至110.5°C。 如果單個封裝中有四個通道，每個通道的內部功耗為0.15 W，則片內總功耗為0.6 W。四個通道導致的溫升為PDISS × θJA = 0.6 W × 30°C/W = 18°C。因此，最高安全環境溫度進一步降低，僅有97°C。 在當今的光通信系統中，通道密度要求不斷提高，97°C的TA(MAX)顯然會成為終端應用中的一個問題。在單個電路板或系統中，通常使用多通道電流輸出DAC來驅動光負載，例如激光二極管、硅光放大器和硅光電倍增管。此外，高密度設計可能會導致系統溫度顯著升高。 動態功率控制 使用動態變化的PVDD電源電壓可以緩解片內功耗過大的問題，這種方法也被稱為動態功率控制(DPC)。DPC力求根據任何特定的輸出電流和負載電壓，提供剛好能夠保證IDAC通道正常工作的PVDD電源電壓。 DPC有多種不同的實現方法。一種方法是利用ADC檢測負載電壓，再由微控制器計算所需的PVDD電壓。然后，該電源電壓可由另一個電壓或拉/灌電流DAC設置，甚至由所用IDAC的另一個通道來設置。 DAC可以通過多種方式來改變PVDD。圖2和圖3分別顯示了利用電壓和電流輸出DAC來調節開關模式穩壓器的輸出，該穩壓器具有可編程輸出和反饋(FB)節點。
圖2.利用電壓輸出DAC改變DC-DC轉換器的輸出
圖3.利用拉/灌電流DAC改變DC-DC轉換器的輸出 本文詳細介紹了IDAC AD5770R動態功率控制的一種簡單實現方案，它使用精密模擬微控制器ADuCM410作為主機，并采用了SIMO開關穩壓器MAX77655。
圖4.動態功率控制解決方案的實現 對于ADI公司的其他IDAC系列，可以采用ADI公司的其他開關穩壓器來實現這種解決方案。MAX77655使用I2C總線控制其輸出電壓，因此不需要前面提到的DAC。 測試動態功率控制 圖4顯示了用于展示動態功率控制優勢的完整系統設計。SIMO穩壓器通道用于為IDAC的各個PVDD電源供電。主機微控制器用于控制穩壓器輸出和IDAC輸出電流。IDAC內置診斷多路復用器，可提取每個通道的輸出電流和負載電壓。主機控制器的內置模數轉換器(ADC)用于檢測IDAC的多路復用輸出并將其數字化。 DPC算法有多種形式，但大致可以分為兩類：一類用于IDAC驅動已知阻抗的情況，另一類用于IDAC驅動未知或變化阻抗的情況。 對于已知阻抗，微控制器可以通過計算得知所需的最小電源電壓，并相應地設置PVDD電源電壓。 對于未知阻抗，或者更常見的是，對于阻抗隨溫度而變化的負載，主機控制器可以在PVDD電源電壓足夠高的時候，首先檢測負載電壓。然后，控制器可以將PVDD電源電壓降至最優值，即負載電壓和最小裕量電壓之和。此步驟可以在每次IDAC通道數字碼改變時觸發，或者以固定的時間間隔觸發，具體觸發方式取決于最終應用的需求。 無論采用何種方法，值得注意的一個關鍵規格是IDAC的最小裕量電壓規格。PVDD電源電壓和負載電壓的任何差異都會作用在IDAC輸出級上，導致片內散熱。 結果 出于演示目的，圖5僅繪制了一個IDAC通道(IDAC5)的結果，其滿量程電流范圍為100 mA，用于驅動22 Ω負載。需要注意的是，該IDAC的最小(PVDD–AVEE)電源要求為2.5 V，最小裕量電壓為0.275 V。主機微控制器上運行的固件代碼必須遵守這些限制。
圖5.片內功耗比較及PVDD電源電壓 片內功耗利用PVDD電源電壓和負載電壓的差值來計算。我們計算了兩種情況下的功耗：一種是有DPC，一種是沒有DPC。在沒有DPC的情況下，PVDD電源電壓固定在2.5 V，AVEE = 0 V。 通過測量開關穩壓器3.3 V輸入端和IDAC的AVDD引腳的電流，還可以得到系統的總功耗。圖6顯示了在0 mA至100 mA的整個電流范圍內，系統從3.3 V電源消耗的總功率。
圖6.有DPC和無DPC兩種情況下的系統總功耗 圖7和圖8顯示了在PVDD和IDAC通道引腳上觀察到的紋波圖。IDAC由開關穩壓器輸出直接驅動（如圖4所示），因此預計會出現一定量的紋波，具體大小取決于IDAC的交流電源抑制比(PSRR)規格。交流PSRR衡量輸出電流對DAC電源交流變化的抑制能力。如果應用需要，可以優化SIMO的輸出電容和/或在SIMO PMIC輸出端使用濾波器，從而進一步消除紋波。這些曲線圖是在SIMO輸出端和IDAC電源引腳之間使用LC濾波器后獲得的。建議使用低ESR的電感，因為IDAC可以提供或吸收大量電流。
圖7.使用交流耦合輸入的IDAC5 100 mA范圍的滿量程紋波圖（交流耦合）
圖8.使用交流耦合輸入的IDAC5 100 mA范圍的半量程紋波圖（交流耦合） 實現方案 根據最終應用，硬件實現可以采用不同的形式。圖11顯示了兩種方案：一種采用單極性電源，僅有MAX77655（頂部）；另一種采用雙極性電源，外加了DC-DC轉換器ADP5073（底部）以提供負電源。這兩種情況都沒有顯示微控制器。如圖所示，兩種方案都非常緊湊，尺寸分別為1.275" × 0.605"和1.502" × 0.918"。兩種方案均未經過評估，僅用于演示解決方案的緊湊性。結果是使用分立電路板獲得的。圖9和圖10顯示了相關解決方案的3D渲染效果。
圖9.采用單極性電源的最終解決方案的3D效果圖
圖10.采用雙極性電源的最終解決方案的3D效果圖
圖11.使用SIMO PMIC作為電源解決方案的布局示例。上方：單極性電源。下方：雙極性電源。 結論 總而言之，動態功率控制能夠減少電流輸出DAC的片內功耗，并降低總功耗，同時不會對負載運行造成不利影響。SIMO拓撲的開關穩壓器是驅動AD5770R等IDAC的理想解決方案，而且在布局上非常緊湊，能效也很出色。 作者簡介 Suraj Pai于2017年獲得班加羅爾R.V.工程學院電子與通信工程學士學位，之后加入ADI印度公司，在精密轉換器部門擔任應用工程師。 Vikash Sethia是精密轉換器部門的一名資深應用工程師，工作地點位于印度班加羅爾。Vikash的工作側重于精密數模轉換器，包括集成混合信號設計和系統級封裝解決方案。他于2018年加入ADI公司。2004年，他畢業于印度理工學院（Powai校區），獲電氣工程碩士學位。2001年，他畢業于印度古瓦哈提阿薩姆工程學院，獲電子與通信工程學士學位。 |
